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Abstract : Schaltnetzteile bieten eine höhere Effizienz als herkömmliche lineare Netzteile. Sie können hoch-, runter- und umkehren. Einige Designs können die Ausgangsspannung vom Eingang isolieren. Dieser Artikel beschreibt die verschiedenen Arten von Schaltreglern, die bei der DC-DC-Umwandlung verwendet werden. Außerdem werden die verschiedenen Steuerungstechniken für diese Konverter überprüft und verglichen.

Einführung

Der Netzschalter war der Schlüssel zu praktischen Schaltreglern. Vor der Erfindung des Leistungsschalters für vertikale Metalloxidhalbleiter (VMOS) waren Schaltvorräte im allgemeinen nicht praktisch.

Die Hauptfunktion des Induktors besteht darin, die Stromanstiegsgeschwindigkeit durch den Leistungsschalter zu begrenzen. Dieser Vorgang begrenzt den sonst hohen Spitzenstrom, der allein durch den Schalterwiderstand begrenzt wäre. Der entscheidende Vorteil bei der Verwendung einer Induktivität in Schaltreglern ist, dass eine Induktivität Energie speichert. Diese Energie kann in Joules als eine Funktion des Stromes ausgedrückt werden durch:

E = 1/2 × L × I²

Ein linearer Regler verwendet einen resistiven Spannungsabfall, um die Spannung zu regulieren, wobei er Energie (Spannungsabfall mal der Strom) in Form von Wärme verliert. Die Induktivität eines Schaltreglers hat einen Spannungsabfall und einen zugehörigen Strom, aber der Strom ist um 90 Grad phasenverschoben zur Spannung. Aus diesem Grund wird die Energie gespeichert und kann in der Entladephase des Schaltzyklus wiedergewonnen werden. Dies führt zu einer viel höheren Effizienz und viel weniger Wärme.

Was ist ein Schaltregler?

Ein Schaltregler ist eine Schaltung, die einen Leistungsschalter, eine Induktivität und eine Diode verwendet, um Energie vom Eingang zum Ausgang zu übertragen.

Die Grundkomponenten des Schaltkreises können neu angeordnet werden, um einen Abwärtswandler (Abwärtswandler), einen Aufwärtswandler (Aufwärtswandler) oder einen Inverter (Rücklauf) zu bilden. Diese Konstruktionen sind in den Fig. 1, 2, 3 bzw. 4 gezeigt , wobei die Fig. 3 und 4 die gleichen sind, mit Ausnahme des Transformators und der Diodenpolarität. Rückführungs- und Steuerschaltkreise können sorgfältig um diese Schaltkreise geschachtelt werden, um den Energietransfer zu regeln und eine konstante Ausgangsleistung unter normalen Betriebsbedingungen aufrechtzuerhalten.


Abbildung 1. Buck-Wandler-Topologie.

Abbildung 2. Einfacher Aufwärtswandler.

Abbildung 3. Invertierung der Topologie

Abbildung 4. Transformer-Flyback-Topologie.

Warum einen Schaltregler verwenden?

Schaltregler bieten drei wesentliche Vorteile gegenüber linearen Reglern. Erstens kann die Schaltleistung viel besser sein. Zweitens, weil beim Transfer weniger Energie verloren geht, sind kleinere Komponenten und weniger Wärmemanagement erforderlich. Drittens kann die von einem Induktor in einem Schaltregler gespeicherte Energie in Ausgangsspannungen umgewandelt werden, die größer als der Eingang (Boost), negativ (Inverter) sein können, oder kann sogar durch einen Transformator übertragen werden, um eine elektrische Isolation in Bezug auf die Eingabe ( Abbildung 4 ).


Angesichts der Vorteile von Schaltreglern könnte man sich fragen, wo Linearregler eingesetzt werden können. Linearregler bieten ein geringeres Rauschen und eine höhere Bandbreite; ihre Einfachheit kann manchmal eine weniger teure Lösung bieten.

Bei Schaltreglern gibt es zugegebenermaßen Nachteile. Sie können laut sein und erfordern ein Energiemanagement in Form einer Regelschleife. Glücklicherweise ist die Lösung dieser Steuerungsprobleme in modernen Schaltmodus-Controller-Chips integriert.

Ladephase

Eine grundlegende Boost-Konfiguration ist in Abbildung 5 dargestellt . Unter der Annahme, dass der Schalter lange geöffnet war und der Spannungsabfall an der Diode negativ ist, ist die Spannung am Kondensator gleich der Eingangsspannung. Wenn der Schalter schließt, wird die Eingangsspannung + VIN über den Induktor eingeprägt, und die Diode verhindert, daß der Kondensator + VOUT auf Masse entladen wird. Da die Eingangsspannung DC ist, steigt der Strom durch die Induktivität linear mit der Zeit mit einer Rate an, die proportional zu der Eingangsspannung dividiert durch die Induktivität ist.



Abbildung 5. Ladephase: Wenn der Schalter schließt, steigt der Strom durch den Induktor.

Entladungsphase

Abbildung 6 zeigt die Entladungsphase. Wenn der Schalter wieder öffnet, fließt der Induktorstrom weiter in die Gleichrichtungsdiode, um den Ausgang zu laden. Wenn die Ausgangsspannung ansteigt, ändert sich die Steigung des Stroms di / dt, obwohl sich die Induktivität umkehrt. Die Ausgangsspannung steigt bis zum Erreichen des Gleichgewichts oder:

V L = L × di / dt

Mit anderen Worten, je höher die Induktorspannung ist, desto schneller fällt der Induktorstrom ab.



Abbildung 6. Entladephase: Wenn der Schalter öffnet, fließt Strom durch die Gleichrichterdiode zur Last.

In einem stationären Betriebszustand ist die durchschnittliche Spannung über die Induktivität über den gesamten Schaltzyklus hinweg Null. Dies bedeutet, dass der durchschnittliche Strom durch den Induktor ebenfalls im stationären Zustand ist. Dies ist eine wichtige Regel, die alle Induktivitäts-basierten Schalttopologien beherrscht. Wenn wir diesen einen Schritt weiter gehen, können wir feststellen, dass für eine gegebene Ladezeit t ON und eine gegebene Eingangsspannung und mit der Schaltung im Gleichgewicht eine spezifische Entladezeit t OFF für eine Ausgangsspannung vorliegt. Da die durchschnittliche Induktorspannung im stationären Zustand gleich Null sein muss, können wir für die Boost-Schaltung berechnen:

V IN × t EIN = t AUS × V L

Und weil:

V OUT = V IN + V L

Wir können dann die Beziehung herstellen:

V OUT = V IN × (1 + t EIN / t AUS )

Verwenden der Beziehung für den Arbeitszyklus (D):

t ON / (t EIN + t AUS ) = D

Dann für die Boost-Schaltung:

V OUT = VIN / (1-D)

Ähnliche Ableitungen können für die Abwärtsschaltung vorgenommen werden:

V OUT = V IN × D

Und für die Inverterschaltung (Flyback):

V OUT = V IN × D / (1-D)

Steuertechniken

Aus den Ableitungen für Boost, Buck und Inverter (Flyback) ist ersichtlich, dass das Ändern des Tastverhältnisses die stationäre Ausgabe in Bezug auf die Eingangsspannung steuert. Dies ist ein Schlüsselkonzept, das alle induktionsspulenbasierten Schaltkreise beherrscht.

Das gebräuchlichste Steuerungsverfahren, das in 7 gezeigt ist , ist die Pulsbreitenmodulation (PWM). Diese Methode nimmt eine Probe der Ausgangsspannung und subtrahiert diese von einer Referenzspannung, um ein kleines Fehlersignal (VERROR) zu erzeugen. Dieses Fehlersignal wird mit einem Oszillator-Rampensignal verglichen. Der Komparator gibt einen digitalen Ausgang (PWM) aus, der den Leistungsschalter betätigt. Wenn sich die Schaltungsausgangsspannung ändert, ändert sich auch VERROR und bewirkt somit, dass sich die Komparatorschwelle ändert. Folglich ändert sich auch die Ausgangsimpulsbreite (PWM). Diese Einschaltdaueränderung verschiebt dann die Ausgangsspannung, um das Fehlersignal auf Null zu reduzieren, wodurch die Regelschleife vervollständigt wird.



Abbildung 7. Variierendes Fehlersignal erzeugt ein pulsweitenmoduliertes Schaltsignal.

Fig. 8 zeigt eine praktische Schaltung, die die Boost-Topologie verwendet, die mit dem MAX1932 gebildet wird . Dieser IC ist ein integrierter Controller mit einem integrierten programmierbaren Digital-Analog-Wandler (DAC). Der DAC stellt die Ausgangsspannung über eine serielle Verbindung digital ein. R5 und R8 bilden einen Teiler, der die Ausgangsspannung misst. R6 ist effektiv außerhalb der Schaltung, wenn die DAC-Spannung die gleiche wie die Referenzspannung (1,25 V) ist. Dies liegt daran, dass an R6 Null Volt und somit Nullstrom vorhanden sind. Wenn der DAC-Ausgang Null (Masse) ist, ist R6 effektiv parallel zu R8. Diese beiden Bedingungen entsprechen dem minimalen und maximalen Ausgangsanpassungsbereich von 40 V bzw. 90 V.



Abbildung 8. Der MAX1932 bietet eine integrierte Boost-Schaltung mit Spannungsmodus-Steuerung.

Als nächstes wird das Teilersignal von der internen 1,25 V-Referenz subtrahiert und dann verstärkt. Dieses Fehlersignal wird dann an Pin 8 als Stromquelle ausgegeben. Dies bildet in Verbindung mit dem differentiellen Eingangspaar einen Transkonduktanzverstärker. Diese Anordnung wird verwendet, da der Ausgang am Fehlerverstärker eine hohe Impedanz (Stromquelle) aufweist, wodurch die Verstärkung der Schaltung durch Ändern von R7 und C4 eingestellt werden kann. Diese Anordnung bietet auch die Möglichkeit, die Schleifenverstärkung für annehmbare Stabilitätsmargen zu trimmen. Das Fehlersignal an Pin 8 wird dann an den Komparator weitergeleitet und ausgegeben, um den Leistungsschalter anzusteuern. R1 ist ein Strommesswiderstand, der den Ausgangsstrom misst. Wenn der Strom inakzeptabel hoch ist, wird die PWM-Schaltung abgeschaltet, wodurch die Schaltung geschützt wird.

Die Art der Umschaltung (Topologie) in den Abbildungen 7 und 8 wird als Spannungs-Modus-Controller (VMC) klassifiziert, da die Rückkopplung die Ausgangsspannung regelt. Zur Analyse können wir annehmen, dass, wenn die Schleifenverstärkung unendlich ist, die Ausgangsimpedanz für eine ideale Spannungsquelle Null ist. Ein anderer häufig verwendeter Steuerungstyp ist die Current-Mode-Control (CMC). Diese Methode regelt den Ausgangsstrom und bei Endlosschleifenverstärkung ist der Ausgang eine hochohmige Quelle. Im CMC ist die Stromschleife mit einer langsameren Spannungsschleife verschachtelt, wie in Abbildung 9 dargestellt . eine Rampe wird durch die Steigung des Induktorstroms erzeugt und mit dem Fehlersignal verglichen. Wenn die Ausgangsspannung absinkt, liefert der CMC mehr Strom an die Last. Der Vorteil von CMC ist seine Fähigkeit, den Induktivitätsstrom zu steuern. In VMC wird der Induktivitätsstrom nicht gemessen. Dies wird zu einem Problem, weil der Induktor in Verbindung mit dem Ausgangsfilterkondensator einen Resonanztank bildet, der klingeln und sogar Schwingungen verursachen kann. Die Strommodussteuerung erfasst den Induktorstrom, um Inkonsistenzen zu korrigieren. Obwohl es schwierig zu erreichen ist, können sorgfältig ausgewählte Kompensationskomponenten diese Resonanz in VCM effektiv ausgleichen.



Abbildung 9. Strommodus-Pulsweitenmodulation.

Die Schaltung in 10 verwendet den CMC mit dem MAX668- Controller. Diese Boost-Schaltung ähnelt den Fig. 7 und 8 mit der Ausnahme, dass R1 den Induktivitätsstrom für CMC erfasst. R1 und einige interne Komparatoren stellen eine Stromgrenze bereit. R5 in Verbindung mit C9 filtert das Schaltgeräusch am Messwiderstand, um ein falsches Auslösen der Stromgrenze zu verhindern. Der interne Stromgrenzwert des MAX668 ist fest eingestellt. wenn der Widerstand R1 geändert wird, wird die Strombegrenzungseinstellung angepasst. Der Widerstand R2 legt die Betriebsfrequenz fest. Der MAX668 ist ein vielseitiger integrierter Schaltkreis, der eine breite Palette von DC-DC-Umwandlungen bereitstellen kann.

Die externen Komponenten des MAX668 können hohe Nennspannungen aufweisen, die eine höhere Flexibilität für Anwendungen mit hoher Leistung bieten. Für tragbare Anwendungen, die weniger Strom benötigen, werden der MAX1760 und der MAX8627 empfohlen. Diese letzteren Vorrichtungen verwenden interne FETs und erfassen den Strom, indem sie den Widerstand der FETs verwenden, um den Induktorstrom zu messen (kein Sensorwiderstand erforderlich).



Abbildung 10. Der MAX668 für eine stromgesteuerte Boost-Schaltung.

Abbildung 11 zeigt eine vereinfachte Version der Quick-PWM ™ -Architektur von Maxim. Um diese Abwärtsschaltung zu analysieren, beginnen wir mit dem Rückkopplungssignal unterhalb der durch die Referenz definierten Regelschwelle. Wenn keine Vorwärtsstromfehler vorliegen, wird der tON-Einzeltimer, der die Einschaltdauer für DH berechnet, sofort mit DH eingeschaltet. Diese tON-Berechnung basiert auf der Ausgangsspannung dividiert durch die Eingabe, die der Einschaltdauer angenähert ist, die erforderlich ist, um eine durch die Konstante K definierte feste Schaltfrequenz beizubehalten. Sobald der tON-Einzelzeitgeber abgelaufen ist, wird DH ausgeschaltet und DL ist eingeschaltet. Wenn die Spannung dann immer noch unter der Regelschwelle liegt, schaltet sich der DH sofort wieder ein. Dies ermöglicht, dass der Induktorstrom schnell ansteigt, um die Lastanforderungen zu erfüllen. Sobald das Gleichgewicht mit der Last erreicht ist, muss die durchschnittliche Induktionsspulenspannung Null sein. Deshalb berechnen wir:



Abbildung 11. Vereinfachtes Blockdiagramm der Maxim-Quick-PWM-Steuerung.

t EIN × (V IN - V AUS ) = t AUS × V AUS

Neuanordnen:

V AUS / (V IN - V AUS ) = t EIN / t AUS

Hinzufügen von 1 zu beiden Seiten und Sammeln von Begriffen:

V OUT / V IN = t EIN / (t EIN + t AUS )

Weil das Tastverhältnis D ist:

t ON / (t EIN + t AUS ) = D

Für die Buck-Schaltung:

D = V OUT / V IN

Maxims proprietäre Quick-PWM-Steuerungsmethode bietet einige Vorteile gegenüber PWM. Die Quick-PWM-Steuerung erzeugt einen neuen Zyklus, wenn die Ausgangsspannung unter die Regelschwelle fällt. Folglich zwingen starke Transienten dazu, dass der Ausgang fällt und sofort einen neuen Einschaltzyklus auslöst. Diese Aktion führt zu einer Laststufenreaktion von 100 ns. Es ist auch wichtig anzumerken, dass, anders als die Abwärtsschaltung in Fig. 1, Fig. 11 einen MOSFET (Q2) anstelle einer Diode für den Entladungspfad verwendet. Diese Konstruktion reduziert die mit dem Diodenfall verbundenen Verluste; der Einschaltwiderstand des MOSFET-Kanals verdoppelt sich als Strommessung. Da eine Ausgangsspannungswelligkeit erforderlich ist, um die Schaltung zum Schalten zu stimulieren, ist ein Ausgangsfilterkondensator mit etwas ESR erforderlich, um die Stabilität aufrechtzuerhalten. Die Quick-PWM-Architektur kann auch schnell auf Leitungseingangsänderungen reagieren, indem sie das Eingangsspannungssignal direkt an den Einschaltzeit-Rechner liefert. Andere Verfahren müssen warten, bis die Ausgangsspannung absinkt oder steigt, bevor Maßnahmen ergriffen werden, und dies ist oft zu spät.

Eine praktische Anwendung von Quick-PWM findet sich in Abbildung 12 . Der MAX8632 ist ein integriertes DDR-Speicher-Netzteil. Zusammen mit einer Quick-PWM-Buck-Schaltung (VDDQ) integriert der MAX8632 einen Hochgeschwindigkeits-Linearregler (VTT) zur Verwaltung von Bustransienten in DDR-Speichersystemen. Der lineare Regler bietet spezifische Vorteile gegenüber Umschaltern: lineare Regler haben keine Induktivität, um die Stromanstiegsgeschwindigkeit zu begrenzen, so dass eine sehr schnelle Stromanstiegsrate Lasttransienten verarbeiten kann. Langsamere Schaltungen würden große Kondensatoren erfordern, um einen Laststrom bereitzustellen, bis die Stromversorgung den Strom erhöhen kann, um die Last zu versorgen.


Detaillierteres Bild
(PDF, 76kB)
Abbildung 12. Der MAX8632 verwendet Maxims Quick-PWM-Architektur und einen linearen Regler, um ein komplettes DDR-Stromversorgungssystem bereitzustellen. Das Gerät kann als Haupt-GPU oder als Standard-Core-Logic-Netzteil verwendet werden.

Effizienz

Einer der größten Verlustfaktoren für Umschalter ist die Gleichrichterdiode. Die Verlustleistung ist einfach der Vorwärtsspannungsabfall multipliziert mit dem Strom, der durch ihn fließt. Die Rückgewinnung von Siliziumdioden kann ebenfalls zu Verlusten führen. Diese Leistungsverluste reduzieren den Gesamtwirkungsgrad und erfordern ein Wärmemanagement in Form einer Wärmesenke oder eines Lüfters.

Um diesen Verlust zu minimieren, können Schaltregler Schottky-Dioden verwenden, die einen relativ niedrigen Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung und eine gute Sperrverzögerung aufweisen. Für maximale Effizienz können Sie jedoch einen MOSFET-Schalter anstelle der Diode verwenden. Diese Konstruktion ist als "Synchrongleichrichter" bekannt (siehe 11, 12 und 13 ). Der Synchrongleichrichterschalter ist geöffnet, wenn der Hauptschalter geschlossen ist, und umgekehrt. Um eine Querverbindung zu verhindern (sowohl die oberen als auch die unteren Schalter sind gleichzeitig eingeschaltet), muss das Schaltschema ein Break-Before-Make sein. Aus diesem Grund wird immer noch eine Diode benötigt, um während des Intervalls zwischen dem Öffnen des Hauptschalters und dem Schließen des Synchrongleichrichterschalters (Totzeit) zu leiten. Wenn ein MOSFET als Synchronschalter verwendet wird, fließt der Strom normalerweise umgekehrt (von Source zu Drain), wodurch die integrierte Body-Diode während der Totzeit Strom führen kann. Wenn der Synchrongleichrichterschalter schließt, fließt der Strom durch den MOSFET-Kanal. Wegen des sehr niedrigen Kanalwiderstands für Leistungs-MOSFETs kann der Standard-Vorwärtsabfall der Gleichrichterdiode auf wenige Millivolt reduziert werden. Die synchrone Gleichrichtung kann Wirkungsgrade von weit über 90% bereitstellen.



Abbildung 13. Synchrongleichrichtung für den Buck-Schaltkreis. Beachten Sie die integrierte MOSFET-Body-Diode.

Überspringen-Modus verbessert die Effizienz der Lichtlast

Eine Funktion, die in vielen modernen Switching-Controllern angeboten wird, ist der Skip-Modus. Überspringen-Modus ermöglicht es dem Regler, Zyklen zu überspringen, wenn sie nicht benötigt werden, was die Effizienz bei leichten Lasten stark verbessert. Bei der Standard-Buck-Schaltung ( Fig. 1 ) mit einer Gleichrichterdiode ermöglicht das Nichteinleiten eines neuen Zyklus einfach, dass der Induktorstrom oder die Induktorenergie auf Null entladen wird. An diesem Punkt blockiert die Diode jeden Stromfluss der Umkehrspule und die Spannung über der Spule geht auf Null. Dies wird "diskontinuierlicher Modus" genannt und ist in 14 gezeigt . Im Skip-Modus wird ein neuer Zyklus ausgelöst, wenn die Ausgangsspannung die Regelschwelle unterschreitet. Im Überspringmodus und im diskontinuierlichen Betrieb ist die Schaltfrequenz proportional zum Laststrom. Die Situation mit einem Synchrongleichrichter ist leider etwas komplizierter. Dies liegt daran, dass sich der Induktorstrom im MOSFET-Schalter umkehren kann, wenn das Gate eingeschaltet bleibt. Der MAX8632 integriert einen Komparator, der erkennt, wenn sich der Strom durch den Induktor umgedreht hat und den Schalter öffnet, wodurch die Body-Diode des MOSFET den Sperrstrom blockieren kann.



Abbildung 14. Im diskontinuierlichen Modus entlädt sich der Induktor vollständig und dann liegt die Induktorspannung bei Null.

Fig. 15 zeigt, dass der Skip-Modus eine verbesserte Lichtlastwirksamkeit bietet, jedoch auf Kosten von Rauschen, da die Schaltfrequenz nicht festgelegt ist. Die Zwangs-PWM-Steuertechnik hält eine konstante Schaltfrequenz aufrecht und variiert das Verhältnis von Ladezyklus zu Entladezyklus, wenn die Betriebsparameter variieren. Da die Schaltfrequenz fest ist, ist das Rauschspektrum relativ schmal, wodurch ermöglicht wird, dass einfache Tiefpass- oder Kerbfiltertechniken die Spitze-zu-Spitze-Welligkeitsspannung stark reduzieren. Da das Rauschen in einem weniger empfindlichen Frequenzband platziert werden kann, ist PWM bei Telekommunikations- und anderen Anwendungen beliebt, bei denen Rauschinterferenz eine Rolle spielt.



Abbildung 15. Effizienz mit und ohne Skip-Modus.

Zusammenfassung

Obwohl Schalttechniken schwieriger zu implementieren sind, haben Schaltkreise die linearen Stromversorgungen in einem weiten Bereich tragbarer und stationärer Designs fast vollständig ersetzt. Dies liegt daran, dass Schaltkreise eine bessere Effizienz, kleinere Komponenten und weniger Probleme beim Wärmemanagement bieten.

MOSFET-Leistungsschalter sind jetzt in Steuerungen integriert, um Ein-Chip-Lösungen zu bilden, wie die in 16 gezeigte MAX1945- Schaltung. Dieser Chip verfügt auf der Unterseite über einen Metallstift, der die Wärme vom Chip abführt, so dass das 28-polige TSSOP-Gehäuse über 1 W dissipieren kann, wodurch der Schaltkreis mehr als 10 W an seine Last liefern kann. Mit einer Schaltfrequenz von 1 MHz können die Ausgangsinduktivität und die Filterkondensatoren in ihrer Größe reduziert werden, was weiteren wertvollen Platz und Komponentenanzahl spart. Mit der fortschreitenden Verbesserung von MOSFET-Leistungsschaltertechnologien wird sich auch die Leistung im Switch-Modus verbessern, wodurch Kosten-, Größen- und Temperaturmanagementprobleme weiter reduziert werden.



Abbildung 16. Der MAX1945 ist ein internes 6A-Switch-Gerät mit reduzierter Teileanzahl und geringem Platzbedarf, um Platz auf der Leiterplatte zu sparen.

Quelle von: maximintegrated.com

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